Стабилизатор напряжения на ОУ

rcl-radio.ru

Сайт для радиолюбителей

Стабилизаторы напряжения на основе ОУ

Однополярные стабилизаторы напряжения на основе ОУ могут быть построены по схеме инвертирующего и неинвертирующего усилителя, на вход которого подано стабильное напряжение от опорного источника. Достоинством таких стабилизаторов является возможность получения различных по абсолютному значению и знаку стабилизированных напряжений при неизменном опорном.

На первом рисунке показана схема стабилизатора в котором на вход неинвертирующего усилителя подано опорное напряжение U0 со стабилитрона VD1. Для увеличения выходного тока стабилизатора используется повторитель напряжения на транзисторе VT1. Выходное напряжение данного стабилизатора рассчитывается по следующей формуле:

Uвых = U0(R1/R2+1)

Для увеличения стабильности опорного напряжения можно подключить параметрический стабилизатор R3 VD1 не ко входу, а к выходу стабилизатора как показано на втором рисунке. Ток через стабилизатор VD1 в этом случае равен U0R1/(R2R3) и не зависит от изменения входного напряжения, при этом ОУ охватывается двумя видами обратной связи: положительной и отрицательной. Наличие отрицательной связи приводит к тому, что на выходе ОУ при включении питания в принципе может установится как положительное так и отрицательное напряжение. Для установления напряжения нужного знака, необходима некая начальная несимметрия. В стабилизаторе эта несимметрия создается за счет выходного транзисторного повторителя напряжения.

Двухполярные стабилизаторы напряжения как правило состоят на основе двух однополярных, использующих один источник опорного напряжения. Пример такого двух полярного стабилизатора показан на рисунке.

ОУ DA2 здесь включен по схеме инвертора с коэффициентом передачи -1. Выходные каскады в двух полярном стабилизаторе могут быть построены на основе транзисторных повторителей как в предыдущих схемах. В данном стабилизаторе применен другой вариант выходного каскада, достоинством которого является возможность уменьшить минимальную разность выходного и входного напряжения стабилизатора до 3-5 В. Она определяется падением напряжения на базо-эмиттерном переходе транзистора от 0,4 до 0,7 В и разностью между напряжением питания и максимальным выходным напряжением ОУ от 2 до 4 В. Например если выходное напряжение равно 15 В, то на базу транзистора необходимо подать 15,6 В, соответственно напряжение питания ОУ должно быть не менее 17,6-19,6 В. В случае применения выходного каскада показанного на рисунке, минимальная разность выходного и входного напряжения стабилизатора определяется напряжением насыщения транзисторов VT1 VT4 и не превышает 1 В.

Транзисторы VT2 VT3 в стабилизаторе дополнительно усиливают ток, поступающий на базы выходных транзисторов VT1 VT4, что дает возможность увеличить выходную мощность стабилизатора за счет использования более мощных выходных транзисторов.

В ранее рассмотренных стабилизаторах выходное напряжение не может быть меньше опорного, поэтому для получения малых выходных напряжений использовать низковольтные стабилитроны или использовать в качестве опорных источников светодиоды.

Выходное напряжение на выходе стабилизатора которое меньше опорного напряжения можно получить используя схему показанную на рисунке.

В схеме мост образованный резисторами R1 R2 R3 и стабилитроном VD1, включен между напряжениями +Uвых и -Uвых. Если R4=R5, то получаем +Uвых = U0(1+R1/R2)/2, где U0 — падение напряжения на стабилитроне. Ток через стабилитрон равен U0R1/(R2R3).

Источник — Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных уст-вах (1988)

Простейший компенсационный стабилизатор напряжения

Итак, схема простейшего компенсационного стабилизатора напряжения изображена на рисунке справа.

1. I_R — ток через балластный резистор (R₀)
2. I_ст — ток через стабилитрон
3. I_н — ток нагрузки
4. I_вх — входной ток операционного усилителя
5. I_д — ток через резистор R₂
6. U_вх — входное напряжение
7. U_вых — выходное напряжение (падение напряжения на нагрузке)
8. U_ст — падение напряжения на стабилитроне
9. U_д — напряжение, снимаемое с резистивного делителя (R₁, R₂)
10. U_ОУ — выходное напряжение операционного усилителя
11. U_бэ — падение напряжения на p-n переходе база-эмиттер транзистора

Почему такой стабилизатор называется компенсационным и в чём его преимущества? На самом деле такой стабилизатор — это система управления с отрицательной обратной связью по напряжению, но для тех, кто не в курсе, что это такое, мы начнём издалека.

Как вы помните, операционный усилитель усиливает разность напряжений между своими входами. Напряжение на неинвертирующем входе у нас равно напряжению стабилизации стабилитрона (U_ст). На инвертирующий вход мы подаём часть выходного напряжения, снятую с делителя (U_д), то есть там у нас выходное напряжение, делённое на некоторый коэффициент, определяемый резисторами R₁, R₂. Разность этих напряжений (U_ст-U_д) — это сигнал ошибки, он показывает, на сколько напряжение с делителя отличается от напряжения на стабилитроне (обозначим эту разность буквой E).

Далее, выходное напряжение ОУ получается равным E*K_оу, где К_оу — коэффициент усиления операционного усилителя с разомкнутой петлёй обратной связи (в англоязычной литературе G_openloop). Напряжение на нагрузке равно разности напряжения на выходе ОУ и падения напряжения на p-n переходе база-эмиттер транзистора.

Математически всё то, о чём мы говорили выше, выглядит так:

Рассмотрим более внимательно первое уравнение и преобразуем его к такому виду:

Теперь давайте вспомним — в чём же главная особенность операционных усилителей и почему их все так любят? Правильно, — их главная особенность — в огромном коэффициенте усиления, порядка 10 6 и более (у идеального ОУ он вообще равен бесконечности). Что нам это даёт? Как видите, в правой части последнего уравнения оба слагаемых имеют в делителе К_оу, а поскольку К_оу очень очень большой, следовательно оба этих слагаемых очень очень маленькие (при идеальном ОУ они стремятся к нулю). То есть наша схема при работе стремится к такому состоянию, когда сигнал ошибки равен нулю. Можно сказать, что операционный усилитель сравнивает напряжения на своих входах и если они отличаются (если есть ошибка), то напряжение на выходе ОУ меняется таким образом, чтобы разность напряжений на его входах стала равна нулю. Другими словами он стремится скомпенсировать ошибку. Отсюда и название стабилизатора — компенсационный.

Далее, у нас осталось ещё одно уравнение. С учётом того, что мы сделали с первым уравнением, второе уравнение будет выглядеть так:

U_д, как мы помним, — это часть выходного напряжения, снимаемая с делителя на резисторах R₁, R₂. Если рассчитать наш делитель, не забывая про входной ток ОУ, то получим:

и после подстановки этого выражения в уравнение (2*) сможем записать для выходного напряжения следующую формулу (3):

Входной ток операционного усилителя обычно очень мал (микро, нано и даже пикоамперы), поэтому при достаточно большом токе I_д можно считать, что ток в обоих плечах делителя одинаков и равен I_д, самое правое слагаемое формулы (3) при этом можно считать равным нулю, а саму формулу (3) переписать в следующем виде:

При расчёте резисторов R₁, R₂ необходимо помнить о том, что формула (3*) справедлива только в том случае, когда ток через резисторы делителя много больше входного тока операционного усилителя. Оценить величину I_д можно по формулам:

Теперь давайте оценим область нормальной работы нашего стабилизатора, рассчитаем R₀ и подумаем, что будет влиять на стабильность выходного напряжения.

Как видно из последней формулы, существенное влияние на стабильность Uвых может оказывать только стабильность опорного напряжения. Опорное напряжение — это то, с которым мы сравниваем часть выходного напряжения, то есть это напряжение на стабилитроне. Сопротивления резисторов будем считать не зависящими от протекающего через них тока (температурную нестабильность мы не рассматриваем). Зависимость выходного напряжения от падения напряжения на p-n переходе транзистора (которое слабо, но зависит от тока), как в случае с параметрическим стабилизатором на транзисторе, тоже пропадает (помните мы когда ошибку из первой формулы считали — поделили падение на переходе БЭ транзистора на К_оу и посчитали это выражение равным нулю из-за очень большого коэффициента усиления операционника).

Из сказанного выше следует, что главный путь повышения стабильности тут один — увеличивать стабильность источника опорного напряжения. Для этого можно либо сузить диапазон нормальной работы (уменьшить диапазон входного напряжения схемы, что приведёт к меньшему изменению тока через стабилитрон), либо взять вместо стабилитрона интегральный стабилизатор. Кроме этого, можно вспомнить про наши упрощения, тогда вырисовываются ещё несколько путей: взять операционник с бОльшим коэффициентом усиления и меньшим входным током (это даст возможность ещё и резисторы делителя побольше номиналом взять, — КПД повысится).

Ну ладно, вернёмся к области нормальной работы и расчёту R₀. Для нормальной работы схемы ток стабилитрона должен быть в пределах от I_{ст min} до I_{ст max}. Минимальный ток стабилитрона будет при минимальном входном напряжении, то есть:

Здесь аналогично, — если ток стабилитрона много больше входного тока операционного усилителя, то можно считать I_R=I_{ст min}. Тогда наша формула запишется в виде U_{вх min}=I_{ст min}*R₀+U_ст (4) и из неё можно выразить R₀:

Исходя из того, что максимальный ток через стабилитрон будет течь при максимальном входном напряжении запишем ещё одну формулу: U_{вх max}=I_{ст max}*R₀+U_ст (5) и объединив её с формулой (4) найдём область нормальной работы:

Ну и, как я уже говорил, если получившийся диапазон входного напряжения шире, чем вам нужно, — можно его сузить, при этом возрастёт стабильность выходного напряжения (за счёт повышения стабильности опорного напряжения).

Линейные стабилизаторы напряжения на транзисторах и ОУ

Основным недостатком линейных стабилизаторов средней и большой мощности является их низкий КПД. Причем, чем меньше выходное напряжение источника питания, тем меньше становится его КПД. Это объясняется тем, что в режиме стабилизации силовой транзистор источника питания обычно включен последовательно с нагрузкой, а для нормальной работы такого стабилизатора на регулирующем транзисторе должно действовать напряжение коллектор-эмиттер (11кэ) не менее 3. 5 В. При токах более 1 А это дает значительные потери мощности за счет выделения тепловой энергии, рассеиваемой на силовом транзисторе. Что приводит к необходимости увеличивать площадь теплоотводящего радиатора или применять вентилятор для принудительного охлаждения.

Широко распространенные благодаря низкой стоимости интегральные линейные стабилизаторы напряжения на микросхемах из серии 142ЕН(5. 14) обладают таким же недостатком. В последнее время в продаже появились импортные микросхемы из серии «LOW DROP» (SD, DV, LT1083/1084/1085). Эти микросхемы могут работать при пониженном напряжении между входом и выходом (до 1. 1.3 В) и обеспечивают на выходе стабилизированное напряжение в диапазоне 1,25. 30 В при токе в нагрузке 7,5/5/3 А соответственно. Ближайший по параметрам отечественный аналог типа КР142ЕН22 имеет максимальный ток стабилизации 5 А.

При максимальном выходном токе режим стабилизации гарантируется производителем при напряжении вход-выход не менее 1,5 В. Микросхемы также имеют встроенную защиту от превышения тока в нагрузке допустимой величины и тепловую защиту от перегрева корпуса.

Данные стабилизаторы обеспечивают нестабильность выходного напряжения «0,05%/В, нестабильность выходного напряжения при изменении выходного тока от 10 мА до максимального значения не хуже 0,1 %/В. Типовая схема включения таких стабилизаторов напряжения приведена на рис. 4.1.

Конденсаторы С2. С4 должны располагаться вблизи от микросхемы и лучше, если они будут танталовые. Емкость конденсатора С1 выбирается из условия 2000 мкФ на 1 А тока. Микросхемы выпускаются в трех видах конструктивного исполнения корпуса, показанных на рис. 4.2. Вид корпуса задается последними буквами в обозначении. Более подробная информация по данным микросхемам имеется в справочной литературе, например J119.

Такие стабилизаторы напряжения экономически целесообразно применять при токе в нагрузке более 1 А, а также в случае недостатка места в конструкции. На дискретных элементах также можно выполнить экономичный источник питания. Приведенная на рис. 4.3 схема рассчитана для выходного напряжения 5 В и тока нагрузки до 1 А. Она обеспечивает нормальную работу при минимальном напряжении на силовом транзисторе (0,7. 1,3 В). Это достигается за счет использования в качестве силового регулятора транзистора (VT2) с малым напряжением икэ в открытом состоянии. Что позволяет обеспечить работу схемы стабилизатора при меньших напряжениях вход-выход.

Схема имеет защиту (триггерного типа) в случае превышения тока в нагрузке допустимой величины, а также превышения напряжения на входе стабилизатора величины 10,8 В.

Узел защиты выполнен на транзисторе VT1 и тиристоре VS1. При срабатывании тиристора он отключает питание микросхемы DA1 (вывод 7 закорачивается на общий провод). В этом случае транзистор VT3, а значит и VT2 закроются и на выходе будет нулевое напряжение. Вернуть схему в исходное состояние после устранения причины, вызвавшей перегрузку, можно только выключением и повторным включением блока питания.

Конденсатор СЗ обычно не требуется — его задача облегчить запуск схемы в момент включения.

Вернуть схему в исходное состояние после устранения причины, вызвавшей перегрузку, можно только выключением и повторным включением блока питания. Конденсатор СЗ обычно не требуется — его задача облегчить запуск схемы в момент включения. Топология печатной платы для монтажа элементов показана на рис. 4.4 (она содержит одну объемную перемычку). Транзистор VT2 устанавливается на радиатор.

При изготовлении использованы детали: подстроенный резистор R8 типа СПЗ-19а, остальные резисторы любого типа; конденсаторы С1 — К50-29В на 16 В, С2. С5 — К10-17, С5 — К52-1 на 6,3 В. Схему можно дополнить светодиодным индикатором срабатывания защиты (HL1). Для этого потребуется установить дополнительные элементы: диод VD3 и резистор R10, как это показано на рис. 4.5.

Литература: И.П. Шелестов — Радиолюбителям полезные схемы, книга 3.

Стабилизатор на ОУ MC34072AMTTBG: двухполярный

Введение

Алексей Кузьминов, Москва

Усовершенствованный двуполярный стабилизатор на ОУ и мощных полевых транзисторах с токовой защитой и ультранизким уровнем пульсаций

Стабилизатор на ОУ: в статье автора (см. Рисунок 1 в ) приведены функциональные схемы стабилизаторов, основанные на ОУ и мощных р- и п-канальных полевых транзисторах, включенных по классической схеме (входное напряжение подается на сток, выходное снимается с истока) и по схеме с «перевернутым транзистором» (входное напряжение подается на исток, выходное снимается со стока), то есть, всего четыре варианта.

В этой же статье показано, что если в стабилизаторе положительной полярности использовать п-канальный полевой транзистор, включенный по классической схеме (Рисунок 1а), а в стабилизаторе на ОУ отрицательной полярности — также п-канальный транзистор, но «перевернутый» (Рисунок 1г), то такая схема обладает преимуществом, поскольку в ней используются только n-канальные транзисторы, которые при прочих равных условиях, во-первых, дешевле р-канальных и, во-вторых, имеют лучшие характеристики (например, большую крутизну и меньшее сопротивление сток-исток в открытом состоянии).

Таблица

Однако, как показал эксперимент автора статьи «стабилизатор на ОУ«, на уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов оказывают влияние отнюдь не выдающиеся характеристики транзисторов, а способ их включения. В частности, если в двуполярном стабилизаторе на ОУ оба транзистора (р- и n-канальный) включены по классической схеме (Рисунки 1а и 1в), то пульсации выходных напряжений могут быть существенно снижены.

Объяснением этому, по-видимому, служит относительно большая функциональная симметрия двух стабилизаторов (положительного и отрицательного напряжений), а также идентичный принцип их работы. Что касается стоимости р-канальных транзисторов, то, хотя она и выше стоимости n-канальных, но не настолько существенно, чтобы не использовать р-канальные транзисторы вообще. А вот для достижения большей функциональной симметрии стабилизаторов желательно в них использовать р- и п-канальные транзисторы с близкими параметрами.

В основном к таких параметрам относится крутизна передаточной характеристики (g_fs). показывающая, на сколько ампер изменится ток стока при изменении напряжения затвор-исток на 1 вольт, и измеряющаяся в этих же единицах (А/В или сименсах — См), а также сопротивление сток (D) — исток (S) транзистора в открытом (on) состоянии (R_DS(on))>
измеряющееся в омах (а, точнее, в мОм). Остальные характеристики транзисторов существенного влияния на уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов не имеют.

В Таблице 1 приведены характеристики некоторых наиболее распространенных мощных р- и n-канальных полевых транзисторов (g_fs и (R_DS(on)), причем, транзисторы в ней расположены таким образом, чтобы каждому р-канальному транзистору соответствовал п-канальный транзистор с идентичными (или близкими) параметрами. Например, если использовать транзистор SUP90P06 (g_fs = 40 А/В, RDS(on) = 8 мОм), то ему должен соответствовать транзистор IRF3205 (g_fs = 44 А/В, R_DS Читайте также: Схема инвертора напряжения 12v в 220v

Благодаря функциональной идентичности двух схем (Рисунки 1а и 1б) и получается их относительная функциональная симметрия, о которой говорилось выше и которая приводит к существенному снижению уровня пульсаций выходных напряжений стабилизаторов (см. далее). В схемах Рисунок 1 жирным обозначены силовые проводники (сечением не менее 1.5 мм 2 ).

В схеме Рисунок 1 показаны номера выводов для микросхемы ОУ MC34072AMTTBG в сверхминиатюрном корпусе WQFN10 размером 2.6×2.6 мм. Вместо нее можно использовать микросхему ОУ МС33072Р с теми же характеристиками, но в корпусе DIP8. Номера выводов для МС33072Р, естественно, иные, однако, чтобы не усложнять схему, на Рисунке 1 они не указаны (их можно найти в справочном листке или на разводке — см. далее).

Альтернативная замена

К вспомогательным схемам относятся: схема альтернативной замены источника стабильного тока на микросхеме DA2 (LM334Z) на диодный стабилизатор тока VD5 (J511) — Рисунок 2, схема индикации наличия выходных напряжений стабилизаторов и перегрузки (Рисунок 3), подробно описанная в [1], схема подключения стабилизаторов к выпрямителям и выходному разъему (Рисунок 4), схема альтернативной замены диодов выпрямителей (Рисунок 5а) и, наконец, схема принудительного разряда электролитических конденсаторов с помощью кнопок (Рисунок 5б) при повторном включении питания, если возникнет перегрузка (об этом режиме также подробно рассказано в [1]). В связи с простотой вспомогательных схем, на взгляд автора, в подробном описании их функционирования нет необходимости.

Разводка платы и внешний вид устройства

Из разводки платы (Рисунок 6), сделанной автором с помощью программы Sprint Layout 6.0, и ее фотографий (Рисунок 7), можно составить представление о ее размерах и внешнем виде. Поскольку разводка платы с микросхемой MC34072AMTTBG приведена на Рисунке 6 в чисто иллюстративных целях (по ней изготовить плату невозможно), разводка платы с микросхемой МС33072Р не приводится. Для изготовления же плат в разделе «Загрузки» дана ссылка на файл разводки в формате *.lay6 для обеих плат (на базе MC34072AMTTBG и МС33072Р). Фотография платы с микросхемой МС33072Р для экономии места в статье также не приводится (плата имеет примерно такой же вид, как и плата, показанная на Рисунке 7).

Здесь следует отметить один нюанс, касающийся как самой разводки, так и изготовления плат, и, возможно, повлиявший на существенно сниженный уровень пульсаций выходных напряжений стабилизаторов. Хотя разводка, показанная на Рисунке 6, и односторонняя, т.е. вторая сторона платы не используется, эту вторую сторону можно использовать как дополнительный «земляной» контур.

В этом случае плата будет уже двусторонней, причем, поскольку компоненты навесного монтажа расположены на слое платы, противоположном слою дорожек, и припаяны к контактным площадкам через сквозные отверстия, на слое, где расположен «земляной» контур, для выводов компонентов навесного монтажа, не контактирующих с «землей», должны быть предусмотрены своего рода «прогалины».

Как развести и изготовить подобную плату своими силами, подробно описано в статье автора [2]. В приведенном в дополнительных материалах к статье файле разводки используются обе стороны, однако, если изготовление двусторонней платы по каким-то причинам затруднено, платы могут быть изготовлены полностью односторонними. В этом случае, возможно, уровень пульсаций выходных напряжений будет чуть и увеличен, однако, по опыту автора, — не более чем в 1.5-2 раза.

Результаты испытаний стабилизаторов

Испытания стабилизаторов проводились по той же методике, что и в [1], которая там подробно описана, поэтому здесь не приводится. На Рисунке 8 показаны осциллограммы пульсаций входных и выходных напряжений стабилизаторов. Если сравнить эти осциллограммы с осциллограммами, приведенными на Рисунке 12 в [1], то можно заметить, что уровень пульсаций выходных напряжений снизился в 2 раза (для +14 В -160 мкВ против 320 мкВ в [1], и для -14 В -240 мкВ против 480мкВ). Здесь, как говорят, комментарии излишни.

Подсчитаем, во сколько раз размах пульсаций выходных напряжений меньше размаха пульсаций входных. Для Рисунка 8а имеем: 980 мВ/0.16 мВ = 6125 или 75.74 дБ = * 76 дБ. Для Рисунка 86: 1000 мВ/0.24 мВ = = 4167 или 72.39 дБ * 72 дБ.
Изменения выходных напряжений стабилизаторов в зависимости от изменения тока нагрузки в диапазоне от 0 (без нагрузки) до 9.5 А не отличаются от тех, что приведены в [1], и составляют не более ±10 мВ.

Что касается применений описанного дву-полярного стабилизатора, то их может быть несколько, однако автор использовал его для питания мощного двухканального УМЗЧ [3]. Вероятно, у читателя могут возникнуть сомнения в использовании ИП с такими относительно низкими значениями выходных напряжений (±14 В), поскольку, как правило, для питания достаточно мощных (40 — 50 Вт ) УМЗЧ используются напряжения существенно выше (±25 В — ±35 В). Приведенные ниже некоторые соображения, на взгляд автора, эти сомнения могут рассеять.

При двуполярном питании напряжениями ±14 В УМЗЧ, сконструированный на базе хорошо известной микросхемы мощного ОУ LM3886 (или его сдвоенного аналога LM4780), работающего в мостовом режиме, этот ОУ способен без искажений воспроизвести сигнал амплитудой на 2.5 В меньше напряжений питания (2.5 В — так называемое напряжение ограничения или Clipping Voltage), т.е. его амплитуда не может превышать 14 В-2.5 В = 11.5 В.

Но уже при амплитуде 9 В (т.е. на 2.5 В меньше 11.5 В, или с запасом в 2.5 В) на нагрузке 4 Ом при использовании этого ОУ в мостовом режиме (см., например, [3]) амплитуда синусоидального сигнала будет удвоена и составит 18 В, выходной ток — 4.5 А, а действующее значение его мощности (как нетрудно подсчитать) будет равно 40.5 Вт. Если использовать два канала, то ток достигнет 9 А, однако не будет превышать максимальный ток 9.5 А, на который рассчитан описываемый стабилизатор на ОУ.

Для справки: предельная синусоидальная мощность акустических систем 35 АС-016 с номинальным электрическим сопротивлением 4 Ом (по паспорту) составляет 35 Вт. Так что мощности 40.5 Вт вполне хватит (и даже еще останется). К тому же реальная мощность звукового сигнала, а точнее, — музыкального (с теми же максимальными мгновенными значениями амплитуд, что и у синусоидального сигнала) существенно меньше синусоидальной мощности, а при воспроизведении музыкального сигнала в 3/4 громкости (мощности) акустической системой 35 АС-016 уже начинают дрожать стекла…

Заключение

Применение в описанном двуполярном ИП полевых транзисторов двух типов проводимости, включенных по классическим схемам стабилизаторов, снижает уровни пульсаций выходных напряжений до 1/4 мВ и ниже на максимальных токах до 9.5 А. При использовании в выпрямителе сглаживающих конденсаторов емкостью всего 44,000 мкФ отношение размаха пульсаций входных напряжений стабилизаторов (около 1 В) к размаху пульсаций выходных составляет не менее 4000 или не менее 72 дБ.

Литература

2. Кузьминов А. Как использовать фольгу обратной стороны односторонней печатной платы в качестве общего провода.-Радио, 2019, №2.

3. Кузьминов А. Применение инструментального усилителя для мостового включения двух мощных ОУ Часть 3. — Современная электроника, 2017, №6.

Компенсационные стабилизаторы с операционным усилителем

В схеме (рис. 5.6) компенсационного стабилизатора на операционном усилителе (ОУ) выходное напряжение ОУ используется для получения опорного напряжения U_ОП от прецизионного стабилитрона. Для большинства маломощных ОУ ток I_ОУ.Вых.≤ 10 мА. Для увеличения тока I_Н в нагрузке к схеме компенсационного стабилизатора подключают выходные транзисторы (рис. 5.7). Такие схемы позволяют получить коэффициент стабилизации К_СТ = 200÷500.

Коэффициент К_СТ стабилизации схемы (рис. 5.7) можно существенно повысить (К_СТ ≥ 1000), если цепь с элементами R₁ и VD подключить к выходу стабилизатора (рис.5.6). При этом К_СТ стабилизации схемы определяется коэффициентом ослабления D изменения напряжения смещения при изменении питания ОУ.

Для схемы (рис. 5.6) справедливы соотношения: U_ОП = (¼÷½)∙U_Н. (*)

Из (5.19) следует, что напряжение U_ВЫХ не зависит от изменения тока I_H и от U_И. Для исключения насыщения ОУ необходимо обеспечить условие:

Выходное напряжение можно регулировать в диапазоне U_ВЫХ = (⅓÷⅞)∙U_И.

Для этого достаточно заменить R₂ на переменный резистор той же величины.

D = ΔU_И/ΔU₀. *(D ≤ 10 000); (коэфф. ослаблен. влияния пульсац. ΔU_И) (5.21)

где ΔU₀ ≤ 0,3 мВ — напряжение смещение нуля на выходе идеального ОУ при ΔТ = 20 0 .

Например, при ΔU_И = 2В и ΔU₀ ≤ 0,5 мВ получим D = 4 000.

* Входной ток ОУ составляет (I_ВХ.ОУ ≤ 0,2 мА), поэтому ток делителя I_Д в цепи R_ОС и R₂ должен составлять I_Д = 0,5 ÷ 1 мА. (*)

При использовании в схеме (рис. 5.7) составного транзистора ток в нагрузке может превышать величину I_Н ≥ 1 А и составлять:

Для защиты схем стабилизаторов от выхода из строя при случайном коротком замыкании, в схему вводят цепь защиты на элементах (R_П и VT₃), которые будет ограничивать ток I_К мощного транзистора при возникновении большого падения напряжения U_КЭ.VT. Если падение напряжения на резисторе R_П превысит величину U_БЭ.VT3 ≈ 0,6 В, то произойдет открывание транзистора VT₃, а это вызовет снижение напряжения на базе VT₂, т.е. U_БЭ.VT2 -3 ) = 2000 Ом.

Из условия, что *(I_ВХ.ОУ ≤ 0,2 мА), подберем величины (R_OC+R₂) так, чтобы ток делителя I_Д в цепи (R_ОС+R₂) составлял I_Д = 1 мА.

Возьмем (R_OC + R₂) = 15 кОм. Из выражения (5.19) определим величину R₁:

Установим движок потенциометра (R_OC+R₂)’ в положение R₂’ ≈ 5 кОм и R_ОС’ ≈ 10 кОм, или заменим его на два постоянных резистора: R₂ = 5 кОм и R_OC = 10 кОм.

4) Мин. напряжение нестабилизированного источника должно составлять:

Пример 2. Вычислить параметры стабили­затора напряжения (рис. 5.8), обеспечивающего ток I_Н =6 А и U_Н =15 В, при: U_И = 20 В; I_Вых.ОУ ≤ 10 мА.

Решение. Определим требуемый коэффициент β₀ проходного транзистора:

Для обеспечения такого коэффициента усиления необходимо два транзистора.

Определим мощность, рассеиваемую на составном транзисторе:

Используя выр. (1 – 26), вычисляют все параметры элементов схемы.

Литература основная

1. Рекус Г.Г. Основы электротехники и промышленной электроники в примерах

и задачах с решениями: Учебное пособие. – М.: Высш. шк., 2008. – 343 с.

2. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника. – М.: Высш. шк., 2001. — 620 с.

3. Березкина Т.Ф., Гусев Н.Г. Задачник по общей электротехнике с основами

электроники. – М .: Высш. шк., 2001. — 377 с.

4. Алиев И.И. Электротехнический справочник. – М.: Радио, 2000. – 384 с.

Литература дополнительная

5. Сборник задач по электротехнике и основам электроники / Под ред. В.Г. Герасимова. – М.: Высш. шк., 1987. — 288 с.

6. Изъюрова Г.И. Расчет электронных схем. – М.: Высш. шк., 1987. — 334 с.

7. Гусев В.Г. Сборник задач по электронике. – М.: Высш. шк., 1988. — 240 с.

РГР № 5. Задание для самостоятельного решения

Выполнить расчет параметров двух схем стабилизаторов напряжения:

№ 5.1. параметрический стабилизатор на стабилитроне и одном транзисторе;

№ 5.2. компенсационный стабилизатор с ОУ и транзисторами.

Данные для расчета и параметры используемых транзисторов приведены в табл. № 5. Тип стабилитрона для обеих схем выбрать самостоятельно из табл. № 2.

Маломощный и мощный транзисторы в таблице № 5 записаны парами.

Выходной ток идеального ОУ в схеме принять равным I_Вых.ОУ = 5 мА, а

напряжение смещения нуля на выходе ОУ (при ΔТ = 20 0 ) принять ΔU₀ = 0,5 мВ.

Таблица 5. Электрические параметры биполярных транзисторов

Рабочие параметры транзисторов	Параметры для задания
ТИП	h21Э (β)	UКЭ (В)	IК.Мах (А)	IКЭо μА	PМах (Вт)	fГР. мГц	UБЭ Нас	UКЭ Нас	EИСТ В	ΔЕИ %	IН. А	* RН Ом	UН B	Т о С Мах	№ Рис.
1 N	КТ301	40…80	0,05	0,15	1 B	3-9	5.1
1 N	КТ608	25…80	0,40	0,50	1,0	0,35	5.5
2 N	КТ503	40..120	0,15	0,35	0,6	10-20	5.3
2 N	КТ630	40…120	0,35	1,0	0,5	0,3	0,30	5.6
3 N	КТ504	15…50	0,40	0,50	1,0	5-15	5.4
3 N	КТ646	40…200	0,80	0,85	0,60	5.7
4 N	КТ312	25…60	0,06	0,20	0,5	3-12	5.5
4 N	КТ972	>750	3,0	1ма	1,5	2,0	5.8
5 N	КТ315	20…90	0,10	0,15	0,4	10-15	5.1
5 N	КТ815	40…80	1,5	0,6	1,2	5.5
6 N	КТ339	25…50	0,15	0,25	0,6	5-15	5.3
6 N	КТ817	25…60	3,0	0,6	2,5	5.4
7 N	КТ342	25…250	0,05	0,25	0,1	12-18	5.5
7 N	КТ819	15…60	1 ма	2,0	5.8
8 N	КТ3102	100…250	0,10	0,05	0,25	0,5	10-15	5.1
8 N	КТ835	20…45	1 ма	2,0	5.5
9 N	КТ3117	40…200	0,06	0,30	0,6	12-20	5.3
9 N	КТ827	>750	1 ма	2,0	5,6
10 N	КТ3142	25…100	0,15	1,0	0,30	0,4	12-16	5,4
10 N	КТ829	>750	2,0	2,0	5,7
11 P	КТ208	20…60	0,05	0,20	0,3	0,05	5-15	5,5
11 P	КТ626	30…80	0,45	0,85	0,25	5,8
12 P	КТ502	40…120	0,15	0,35	0,6	0,10	5,1
12 P	КТ632,9	40…100	0,80	0,1	0,50	0,20	5,5
13 P	КТ501	20…60	0,30	0,35	0,4	0,25	5,3
13 P	КТ644	40…100	0,80	0,1	0,50	0,40	5,6
14 P	КТ313	30…100	0,35	0,5	0,15	0,5	0,05	5,4
14 P	КТ973	>750	3,0	1ма	1,5	1,0	5,7
15 P	КТ361	20…80	0,05	0,15	0,4	0,05	5,5
15 P	КТ814	40…80	1,5	0,6	0,8	5,8
16 P	КТ337	30…60	0,05	1,0	0,15	0,2	0,04	5,1
16 P	КТ816	25…60	6,0	0,6	1,2	5,5
17 P	КТ343	30…60	0,05	0,15	0,3	0,03	7,5	5,3
17 P	КТ818	15…60	1 ма	2,0	2,5	5,6
18 P	КТ3107	70…140	0,10	0,1	0,30	0,5	0,10	5,4
18 P	КТ837	30…60	1 ма	2,0	3,0	5,7
19 P	КТ326	25…100	0,06	0,5	0,15	0,4	0,06	5,5
19 P	КТ825	>750	1 ма	2,0	5,0	5,8
20 P	КТ3128	25…100	0,15	1,0	0,30	0,4	0,12	5,1
20 P	КТ853	>750	2,0	2,0	5,5
21 P	КТ337	30…60	0,05	1,0	0,15	0,2	0,04	5,3
21 P	КТ816	25…60	6,0	0,6	1,2	5,6
22 P	КТ343	30…60	0,05	0,15	0,3	0,03	7,5	5,4
22 P	КТ818	15…60	1 ма	2,0	2,5	5,7
23 P	КТ3107	70…140	0,10	0,1	0,30	0,5	0,10	5,5
23 P	КТ837	30…60	1 ма	2,0	3,0	5,8
24 P	КТ326	25…100	0,06	0,5	0,15	0,4	0,06	5,1
24 P	КТ825	>750	1 ма	2,0	5,0	5,5
25 P	КТ3128	25…100	0,15	1,0	0,30	0,4	0,12	5,3
25 P	КТ853	>750	2,0	2,0	5,6
26 P	КТ3107	70…140	0,10	0,1	0,30	0,5	0,10	5,4
26 P	КТ837	30…60	1 ма	2,0	3,0	5,7

* Для каждого задания транзисторы сгруппированы парами в 2 строки

* Обозначенный звездочкой параметр R_Н в таблице задан ориентировочно.